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高速數據采集時,遇到“混疊”和“幅度分辨率不足”怎么辦?

文章出處:網責任編輯:作者:人氣:-發表時間:2019-05-09 17:20:00

 在使用模塊化數字化儀進行測量時,重要的是要注意一些常見的設置問題,這些問題會導致數據不良和浪費時間。本文將對“混疊”和“幅度分辨率不足”兩個問題提供深入解答。


 混疊,采樣數據系統的普遍問題。自采樣數據采集系統出現以來,由于輸入信號采樣不足而引起的混疊問題就一直存在。采樣的數據儀器,如數字化儀和數字示波器,根據采樣定理,要求模擬信號的采樣頻率大于輸入端存在的最高頻率分量的兩倍。如果不滿足這個條件,就會產生混疊。當前的數字轉換器設計通常包含大大超過模擬帶寬的最大采樣率。通過將其與長采集存儲器相結合,這些數字化器最小化了這個經典問題。 但是,用戶應該注意混疊,尤其是在將采樣率編程為較低速度時。


 采樣數據系統對輸入信號進行采樣并存儲結果數字數據。 如果采樣率滿足或超過采樣定理的規則,則可以重建信號而不丟失任何信息。如果模擬輸入波形的采樣頻率小于其最大頻率的兩倍,則數字采樣的重建結果會產生頻率低于原始頻率的波形。

圖1顯示了使用Spectrum M4i.4450-x8,500 MS / s,14位數字轉換器及其相關SBench6的示例

 輸入信號為正弦掃描信號,最大頻率為2.66 MHz。采樣是一個混合過程,其結果是基帶信號(0到2.66 MHz)被重復的采樣頻率的倍數。在上面的網格中我們看到輸入信號采樣時間是15。6毫秒/秒。基帶信號出現在左邊。基帶區域復制為上下邊帶圖像,約為標記的15.6 MHz采樣頻率。當采樣率降低到6.2 MHz時,如在中心網格中,下邊帶圖像接近基帶信號。在底層網格中,采樣率被降低到奈奎斯特極限(最大輸入頻率的兩倍或5.2 MS/s)。在這個采樣頻率下,采樣頻率的下邊帶圖像干擾了基帶信號,產生了混疊現象。

同樣的效應也可以在頻域中看到。如圖2所示

認識到混疊

 混疊通常會產生比原始信號頻率更低的波形。了解被測信號的頻率,然后對其進行驗證,以確保它沒有別名,這是一個很好的實踐。如果從輸入信號觸發數字化儀,則混疊信號也會顯得不穩定。這是因為數字轉換器是在信號上觸發的,而別名頻率較低,有多個觸發點造成不穩定。這是一個很好的程序,查看所有未知的信號在最高采樣率可用,然后降低采樣率,如果需要。如果發生混疊,當選擇較低的采樣率時,您將看到信號下降的頻率。


幅度分辨率不足

 數字轉換器使用模擬到數字轉換器(adc)將模擬信號的樣本轉換成數字值。ADC的分辨率是用于數字化輸入樣本的比特數。對于一個n位ADC,可以產生的離散數字電平數為2n。因此,一個12位數字轉換器可以解決212或4096級。最小有效位(lsb)表示可以檢測到的最小間隔,對于12位數字轉換器,最小有效位為1/4096或2.4 x 10-4。為了將lsb轉換成電壓,我們取數字化儀的輸入范圍除以2,提高到數字化儀的分辨率。


 分辨率決定了測量的精度。數字化儀分辨率越大,測量值越精確。具有8位ADC的數字轉換器,如頻譜M4i.2210-x8 1.25 GS/s數字轉換器,將輸入放大器的垂直范圍劃分為256個離散電平。垂直范圍為1v時,8位ADC不能理想地解決小于3.92 mV的電壓差;而16位ADC,如具有65656離散電平的Spectrum M4i.4420-x8 250 MS / s數字化儀,可以理想地解決小至15μV的電壓差。


 使用高分辨率數字化儀的一個原因是測量小信號。根據最小電壓水平的計算方法,我們可以使用分辨率較低的儀器和較小的全量程來測量較小的電壓。然而,許多信號同時包含小信號和大信號分量。

因此,對于同時具有大電壓分量和小電壓分量的信號,需要一種高分辨率的儀器,具有較大的動態范圍和數字化儀同時測量小信號和大信號的能力。讓我們來看看一個波形如果通過不同分辨率的數字化器會是什么樣子。圖3比較了12位、14位和16位理想數字化器對±200mv阻尼正弦波形段的響應。


 所選的線段在波形的末端附近,振幅較小。14和16位數字轉換器仍然有足夠的分辨率呈現信號準確但12位數字轉換器,與100年μV決議(基于全面的±200 mV)小于100μV無法解決水平。對于任何分辨率,讀取時的誤差都會隨著信號振幅的減小而增大。記住,這是一個理想的情況,噪聲會限制在現實世界中的信號精度。雖然像濾波和平均這樣的信號處理工具可以提高數字化儀的分辨率,但在選擇數字化儀和選擇具有適當分辨率的數字化儀之前,仍然需要考慮任何測量的動態范圍要求。

圖3:數字化儀分辨率對測量精度的比較

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